I/Q調制在下圖用極坐標描述，這里，I為in-phase同相或實部，Q為quadrature正交相位或虛部，如圖（6）所示藍色矢量端點的位置對應一個點 (也稱為“星座點”)在這個圖中(這被稱為“星座圖”)，這個點其實就是振幅E和相位Ф的一對組合。
圖（6）
I/Q調制聽起來有個蠻高大上的名字，那它是不是就比前面講過的OOK調制Niubility呢？先讓下面哥仨挨個來個自我介紹：
圖（7）
由此可知，調制幅度和/或相位不意味著相對OOK調制具有更高的傳輸效率。
而相干傳輸技術于傳統上用的NRZ，RZ和OOK信號相比，要提高傳輸效率，就要使用多個符號表示多個位數，那么用一個MZM調制器只能實現BPSK調制，那么要實現QPSK，則要有兩個正交的MZM調制器。
這意味著在Q路有 90° 的相移, 表現在時域上的波形為圖（8）所示，一共有4個符號，每一個時鐘周期傳輸2比特：
圖（8）
* A 代表 00--- → a sin(ωt+45)
* B 代表 01---- → a sin(ωt+225)
* C 代表 11---- → asin(ωt+315)
* D 代表 10---- → a sin(ωt+135)
還要說明的是在復雜編碼情況下，現在實際上有兩種不同的速度需要被澄清：
首先 是以每秒比特數測量的比特率
，也稱為“傳輸速率”。
其次，符號率S量化以波特為單位測量的每秒傳輸的符號數。 因此，它通常被稱為“波特率”。 利用比特/符號的編碼效率e， 符號率計算如下：
圖（9）以QPSK為例進一步解釋這個公式。對于100-Gbps QPSK信號，這意味著它的傳輸速率是100Gbps，而它的符號率S =（100Gbps）/（2比特/符號）= 50Gbaud，此信號占用的光通信帶寬約為25GHz。
圖（9）
什么是QAM?什么是『星座圖』？
QAM是Quadrature AmplitudeModulation的縮寫，也叫“正交振幅調制”，其幅度和相位同時變化。它的優點是每個符號包含的比特個數更多，從而可獲得更高的系統效率。
對于給定的系統，所需要的符號數為2n，這里n就是每個符號的比特數。
? 對于16QAM，n=4，因此有16個符號，每個符號4bit：0000，0001，0010等
? 對于64QAM，n=6，因此有64個符號，每個符號6bit：000000，000001，000010等
而由這些符號組成的在極坐標中的位置集合就是星座圖，對于相位調制，可以通過星座圖來直觀的感受信號質量的好壞：
圖（10）
圖（11）顯示了QPSK中四個符號的星座點，可以把它看作是4QAM，其中四個符號中每個符號由兩比特編碼而成。星座點都位于一個半徑為E的圓上，這意味著這四個符號只有不同的相位 (即總是相鄰點之間的π/ 2).
傳統的OOK也可以用星座圖表示，由于信息僅在振幅中，所以位值1可以在半徑為(=振幅)E的圓上的任何位置。
圖（11）
有了前面這些鋪墊，這一段大家常用的對相干光通信的解釋，這時候就可以上場了！
相干光通信的基本原理
在發送端，采用外光調制的方式將信號以調幅、調相、調頻的方式調制到光載波上，經過后端處理發送出去。到達接收端以后，首先經過前端處理如均衡等，再進入光混頻器與本地光振蕩器產生的光信號進行相干混合，然后由探測器進行探測。
那么在實際應用中
前面所提到的各種調制方式
的實現方式又是怎樣的呢？
我們進入第三部分一探究竟
PART
三
QPSK，QAM等復雜調制格式
具體實現的方式
/// 首先來看看MZ調制器Mach-Zehnder調制器的相移效應
同樣的我們還是在IQ圖中描述。在圖（12）中可以看到恒定幅度的正弦波示例，并定義相對相位Φ= 0.在信號分離后，每個分支上只有一半的功率。在藍色信號示例中，沒有電壓施加到調制器分支，因此如果它們具有相等的長度，則信號的相對相位在兩個臂上保持不變。合路后會產生具有原始幅度但相移Φ = π的正弦波。
圖（12）馬赫-曾德調制器相位漂移的例子、時域和IQ圖
在紅色信號的示例中,較低的分支上的信號相移π?2和上分支相移3π?2。在綠色信號的示例中，情況正好相反。這兩個信號的共同之處是，當重新組合這兩支信號時，會出現相消干擾，即這兩個向量加起來等于零向量。
因此，在紅色和綠色的例子中，調制器的出口沒有信號。對于黃色信號, 信號相位移動了π。當疊加藍色和綠色兩個信號時，你會得到一個相長干擾，由此產生的波是一個原始位移的正弦波。
/// 用于傳輸QPSK信號的馬赫-曾德爾調制器
使用QPSK調制的馬赫-曾德爾調制器在發射機設置中是如何使用的?在圖（13）中給出了完整的框圖，并概述了QPSK調制的原理。
圖（13）調制QPSK信號的發射機設置
在QPSK調制中，相對于OOK的傳輸速率是通過將2比特編碼為一個符號來實現的兩倍擴張。這四個符號在IQ圖的四個星座點中，它們的振幅相同但點與點相差π?2。
在發射機中，電比特流被一個多路復用器分成信號的I和Q部分。這兩部分中的每一部分都直接調制馬赫-曾德爾調制器一只臂上的激光信號的相位。另一個馬赫-曾德爾調制器把較低的分支相移π?2。兩個分支重組后，結果是一個QPSK信號，如圖（13）底部所示。
/// 發射機更為復雜的調制方案實現方式
對于16-QAM這樣的高階調制方案，發射機的設置必須能夠提供更多的幅度級和相位，這意味著更高的復雜性。
在16-QAM中，每個符號編碼4比特，需要兩個不同的光功率級別。為了實現這一點，它們的模塊化和在電/光調制程度有很多不同的方法。圖（14）提供了四個實現示例進行比較：
圖（14）
圖（14）列舉了QPSK以外調制格式的發射機的實現方式，如16-QAM在實踐中，右下角的設置是常用的。
圖（14）左上角 是一個由離散元件組成的發射器。數字-模擬轉換(DAC)是在光信號上進行的。以BERT為例，有4個輸出通道以電的方式產生四個符號。這四個電壓驅動兩個馬赫-曾德爾調制器。帶有splitter的激光源提供兩路光信號，然后由馬赫-曾德爾干涉儀進行調制。在較低的分支上，連接了一個光學衰減器得到第二個較低的光振幅。上支具有另一個馬赫-曾德爾調制器，相對于下支去移動上支相位，重組后的結果是得到16 QAM的光信號。
事實上，可以看到會需要不止一個馬赫-曾德爾調制器，這就是這個設置的缺點，因為它們是比較昂貴的組件。同時，鈮酸鋰元件必須具有恒定工作溫度，才能實現的相位控制，這也很難保證。
圖（14）右上角 的示例中是把馬赫-曾德爾干涉儀集成在一個光學芯片上，則相位控制將更容易。這里，分支1和分支2各自發出QPSK信號。兩個分支的干涉結果為16-QAM信號。
但是這種方法的缺點是它不可商業化。
圖（15）
圖（15）兩個并行的16-QAM調制步驟：在一個分支上，得到綠色的QPSK信號，并與第二個分支上的另一個QPSK信號組合，得到藍色的16-QAM星座點。
圖（14）左下角 的例子中，有兩種設計是在電氣領域中執行DAC。可以使用標準碼型發生器創建4比特的序列。信號的I部分在上部兩只分支，其中一只分支上的衰減器提供第二個振幅電平。同樣的情況也存在于下部的兩個分支上，在那里產生信號的Q部分。通過組合器后，兩級電信號控制馬赫-曾德爾調制器的光信號。
這種方法的缺點是，由于它有許多組件，所以設置非常復雜，因此不夠靈活，其次電壓分辨率對于兩個以上的振幅級別來說不夠好，所以它也不可能實現像64QAM這樣的高階調制方案。
圖（14）右下角 的框圖顯示了方便和靈活的實現方式。在實踐中，這是通常使用的發射機實現方式。用任意波形發生器對信號進行調制，然后由它驅動馬赫-曾德爾干涉儀。使用這種方法可以生成更多的電平。用這種光發射機可以實現比16-QAM復雜得多的調制方案。
當然，利用這種邏輯，小伙伴們可能會想象這樣的方案，我們是不是可以通過盡可能多的增加在一個符號中編碼的比特數來增加數據速率，然后所需的光學帶寬保持不變。但這顯然沒那么簡單。因為除占用帶寬外，還必須考慮技術可行性，現有基礎設施的配合等。調制格式越復雜，每個調制符號所對應的比特數越多（調制效率越高），但終會受限于香農定律，代價是星座圖中的點越靠近，需要的SNR的代價越大。因此，對于更高的傳輸速率，需要更復雜的調制格式，對應的產品挑戰就越大，這將是我們下一篇將要探討的內容。
除了相干復雜調制方案之外，它還可以與其他傳輸方法相結合，以通過光纖鏈路更有效地傳輸數據信號。例如，在偏振多路復用（PDM）中，與路光信號正交偏振的第二路光信號攜帶獨立信息并在同一光纖上傳輸（見下圖）。這就實現了雙通道并行傳輸，傳輸帶寬加倍，而不需要第二個光纖。通過偏振多路復用與波分復用技術，可以實現單光纖10Tb/s以上的傳輸帶寬。