ADF4371VCO 的基波頻率范圍為 4GHz 至 8GHz，這是考慮了制造設備所使用的 SiGe 工藝的 VCO 相位噪聲性能的最佳點。為了生成更高頻率，我們使用了倍頻器。通過重新設計 VCO 來實現雙倍頻率范圍存在一定問題，因為噪聲的降低幅度高于通過擴展 VCO 的頻率范圍所預期的 6dB。所以，采用了倍頻器，它將 VCO 范圍從 8GHz 擴展到 16GHz，還采用了四倍頻器，將 4GHz 至 8GHz 的 VCO 范圍擴展到 16GHz 至 32GHz。在每種情況下，倍頻器都會帶來一些頻率噪聲，包括 VCO 饋通，以及 2×、3×和 5×VCO 頻率。為了降低濾波要求，每個倍頻器電路都包含跟蹤濾波器，以調諧輸出，最大限度提高了所需頻率與頻率噪聲的功效比。雙倍輸出的次諧波抑制一般低至 45dB，四部輸出則低至 35dB。
寬帶工作
從之前所示的窄帶示例中，可以看出新型 PLL/VCO 技術優勢明顯，但與使用 HMC733VCO 的 HMC704PLL 生成寬帶頻率相比，使用 ADF4371 還可以更進一步改善。用戶使用分立式解決方案時面臨諸多挑戰，其目標是生成 20GHz 至 29GHz 的干凈可變 LO。
首先，HMC733VCO 的輸出功率必須在板上分配，并分頻至適合 HMC704 的頻率，所以必須使用外部分頻器（如(HMC492)，將 10GHz 至 14.5GHz 范圍分頻至 HMC704 允許的 5GHz 至 7.25GHz。
然后，必須使用倍頻器（如 HMC576）將 10GHz 至 15GHz 頻率范圍倍增至 20GHz 至 30GHz。
需要使用有源低通濾波器來生成 HMC733 所需的調諧電壓。本示例使用 ADA4625-1。這也要求運算放大器的電源電壓高到足以生成所需的調諧調壓（在本例中，為 15 V）。
調諧靈敏度的變化必須在整個 VCO 頻率范圍內進行補償。這通常通過調節電荷泵電流，以保持電荷泵增益和 VCO 增益的乘積來實現。
HMC576 倍頻器之后的 VCO 饋通約為–20dBc。ADF4371 的調諧濾波器會將倍頻器產生的不必要的頻率抑制在 35 dBc。這大大簡化了后續濾波。
圖 8. 分立式 PLL/VCO 倍頻器解決方案。
相比之下，ADF4371 PLL/VCO 開箱即用，只需使用一個高品質的外部參考頻率源，即可生成此頻率。可以復制 EV-ADF4371SD2Z 的布局，同時復制相應的電源管理解決方案。環路濾波器的設計也會明顯簡化，因為不需要最終用戶補償靈敏度(kV)的變化，也無需使用有源濾波器元件。用戶無需花費數周時間來選擇器件，也無需花費大量時間來為每個分立式組件構建仿真模型，他們可以直接使用 ADIsimPLL 來設計和仿真預期的性能，并通過 ADF4371 評估板來評估獲取準確的預期結果，因為評估結果與仿真性能非常接近。更少的組件數量和更高的集成水平能夠大幅改善系統的尺寸和重量，此外，也會大幅改善系統性能，計算得出的 ADF4371 集成 rms 抖動為 60fs，而分立式解決方案的抖動為 160fs。從圖 9 可以看出，組件數量和電路板面積均明顯節省，如果不包括必要的退耦電容和其他所需的無源器件，有源器件和功率分路器的總面積相當于 96mm2，而 ADF4371 僅 49mm2。用戶也可以根據需要為 VCO 選擇 3.3V 電源，以節省功率。
圖 9. ADF4371 框圖。
在基波 VCO 模式下，ADF4371 的頻譜純度達到最高，無用雜散（非帶內）僅限于 VCO 諧波。對于許多轉換器時鐘應用，方波本身的特性不會造成問題，可能確實合乎需要，但對于儀器儀表應用來說，寬帶雜散頻率一般必須低于 50dBc。可調諧波濾波器可幫助消除這些諧波，專門設計的 ADMV8416/ADMV8432 非常適合對 ADF4371 的輸出進行濾波。
ADMV8432 是一款可調諧帶通濾波器，指定中心工作頻率范圍為 16GHz 至 32Ghz，典型 3dB 帶寬為 18%，典型插入損耗為 9dB，寬帶抑制大于 30dB，專為配合 ADF4371 四倍頻器輸出使用而設計。ADMV8416 也是一款可調諧帶通濾波器，工作頻率范圍為 7GHz 至 16GHz，典型 3dB 帶寬為 16%，典型插入損耗為 8dB，寬帶抑制大于 30dB，可配合 ADF4371 倍頻器輸出使用。
圖 10. ADF4371 20 GHz 輸出。
圖 11. 使用 ADMV8432 濾波器的 ADF4371 20 GHz 輸出。
ADMV8416/ADMV8432 均采用雙重疊頻段結構，帶內部 RF 開關，可以實現更寬的頻率覆蓋范圍，同時保持出色的抑制性能。頻段選擇通過對所需的電平轉換器實施數字邏輯控制來實現。電平轉 換器確保內部 RF 開關會進行相應的偏置，以獲得高于+34dBm 的最佳輸入三階交調截點(IIP3)。
在每個工作頻段內，可調諧濾波器通過 0V 至 15V 的模擬控制電壓進行控制，消耗的電流不到 1μA。這種控制電壓一般通過 DAC 和運算放大器驅動電路生成。例如 AD5760DAC 后接 ADA4898 運算放大器，可以為濾波器提供相對較快的調諧速度和低噪聲驅動電壓。如果調諧速度不太重要，則可以將 DAC 直接驅動至濾波器的調諧端口。
考慮到這些模擬調諧濾波器的性能指標，可以在犧牲少量輸出功率的情況下，去除 ADF4371 頻率合成器倍頻器和四倍頻器輸出中的無用諧波成分。雖然為了解決插入損耗問題，可能需要額 外的放大級，但濾波器一般比分立式開關組解決方案要小，尤其在需要寬帶可調諧性的情況下。此外，頻率合成器的雜散電平在濾波前一般為–35dBc，濾波后可以達到–55dBc。未濾波且 未使用的輸出的耦合可能會影響饋通，構建模型時應該非常小心，以實現濾波器 IC 的全阻帶抑制。
結論
隨著相關工藝、電路和封裝技術的各種創新，頻率生成技術不斷發展，能夠為用戶提供比以前的分立式解決方案的體積更小、功能和性能更出色的解決方案。寬帶頻率工作趨勢推動了新款 IC 的開發，即覆蓋多個倍頻率，頻率范圍高達 32GHz。寬帶 PLL/VCO 提供了很高的靈活性和簡潔性，可以幫助最終用戶大幅縮短設計時間和加快上市時間。
對頻譜純度的需求推動濾波 IC 不斷創新，這些 IC 與新開發的頻率合成器 IC 配合使用，可以提供現代無線應用所需的低相位噪聲和高頻譜純度毫米波信號源。用戶可以使用免費的仿真工具 ADIsimPLL 來評估和比較 PLL 性能，還可以使用簡單易用、具有直觀界面的快速行為模型幫助進行組件選型。這款工具為設計工程師節省了大量時間，使他們無需構建大量不同領域的數學模型來預測性能。